簡(jiǎn)介本資源是面向射頻工程師與微波電路設(shè)計(jì)學(xué)習(xí)者的ADS仿真工程包聚焦高回退效率優(yōu)化的Multistage Doherty功率放大器架構(gòu)研究特別采用理想電流源建模方式簡(jiǎn)化分析適用于射頻前端線性化技術(shù)原理驗(yàn)證與結(jié)構(gòu)對(duì)比教學(xué)。壓縮包共96個(gè)文件涵蓋28個(gè)ADS仿真配置XML、18個(gè)核心電路DS原理圖、14個(gè)參數(shù)與日志TXT、4個(gè)仿真控制CFG及PRF設(shè)置文件以及DDS架構(gòu)定義、OALIB庫(kù)文件、LOG運(yùn)行記錄等完整支撐多級(jí)Doherty、新型Novel架構(gòu)及不對(duì)稱三路Doherty等多種拓?fù)涞慕！⒎抡媾c數(shù)據(jù)后處理流程總大小僅1.87MB輕量易部署。已有504人學(xué)習(xí)下載資源提供從Class-B基礎(chǔ)功放到多版本Multistage Doherty含v1/v2/3way/Novel的全套ADS工程文件、數(shù)據(jù)目錄結(jié)構(gòu)及仿真狀態(tài)快照便于讀者逐層理解阻抗調(diào)制機(jī)制、載波/峰值路徑協(xié)同原理及高回退區(qū)效率提升路徑。 Directivity。我先把話說(shuō)在前面這個(gè)項(xiàng)目做完之后最大的感悟不是ADS用得多熟練而是搞清楚了一件很多教材里含糊帶過(guò)的事——Multistage Doherty的回退范圍、效率曲線和阻抗變換關(guān)系其實(shí)是可以在不碰任何真實(shí)晶體管模型的前提下先用理想電流源完整驗(yàn)證的。仿真時(shí)間和心智負(fù)擔(dān)都能減少一個(gè)量級(jí)。我這次用的是三級(jí)Doherty載波兩路峰值放大器目標(biāo)回退12dB頻率3.5GHz直接用ADS 2020搭建。下面把整個(gè)建模思路、搭建細(xì)節(jié)、常見(jiàn)坑和過(guò)渡到真實(shí)晶體管的步驟都整理出來(lái)。如果你手頭也在做高回退功放不管頻段是sub-6GHz還是毫米波這套流程都可以直接借鑒。1. 高回退功放的設(shè)計(jì)困境12dB回退為什么能把人逼瘋現(xiàn)在的通信信號(hào)峰均比是越來(lái)越不講理了。5G NR的OFDM波形在正常削峰之后PAPR仍然能到9~11dBWiFi 7的4096QAM同樣不輕松。功放如果只在飽和點(diǎn)附近效率高平均效率就會(huì)非常難看。散熱壓力、功耗預(yù)算、基站電費(fèi)全都會(huì)跟著遭殃。傳統(tǒng)兩級(jí)Doherty能提供的回退范圍是6dB。這個(gè)數(shù)字是怎么來(lái)的簡(jiǎn)單推導(dǎo)一下載波放大器單獨(dú)工作到飽和時(shí)負(fù)載被調(diào)制到2倍Ropt此時(shí)它輸出峰值功率的一半功率上低6dB但效率達(dá)到最高。兩級(jí)Doherty只有在6dB回退點(diǎn)才有效率峰信號(hào)PAPR如果超過(guò)9dB平均效率就會(huì)明顯掉下來(lái)。所以當(dāng)你面對(duì)一個(gè)PAPR超過(guò)9dB的信號(hào)時(shí)就只能往Multistage Doherty方向走。三級(jí)Doherty的典型回退范圍是12dB正好覆蓋絕大多數(shù)現(xiàn)代通信信號(hào)的需求。它的思想也很直接多路峰值放大器在不同回退深度逐級(jí)開(kāi)啟。第一級(jí)回退時(shí)只有載波工作回退到6dB左右時(shí)第一峰值管開(kāi)始出力到接近飽和時(shí)第二峰值管也加入。每一級(jí)開(kāi)啟都會(huì)對(duì)前面的放大器做一次負(fù)載調(diào)制讓整個(gè)效率曲線在很寬的功率回退范圍內(nèi)都保持高位。但問(wèn)題也恰恰出在這里多級(jí)Doherty的合路網(wǎng)絡(luò)比兩級(jí)復(fù)雜得多。每一條支路都有自己的阻抗變換線、相位延遲和開(kāi)啟閾值。任何一路的相位不對(duì)或者阻抗變換關(guān)系算錯(cuò)效率曲線就會(huì)出現(xiàn)莫名其妙的塌陷。最麻煩的是如果你一開(kāi)始就用真實(shí)的晶體管模型比如Cree的CGH40010F或者一些GaN工藝的PDK仿真收斂慢不說(shuō)優(yōu)化變量一多根本分不清到底是管子本身的問(wèn)題還是合路網(wǎng)絡(luò)的問(wèn)題。我在這個(gè)項(xiàng)目上原本也打算直接上真實(shí)模型結(jié)果第一輪HB仿真就跑了40多分鐘效率曲線還是歪的。后來(lái)索性把整個(gè)前端全部換成理想電流源半天時(shí)間就把拓?fù)浜拖辔徽{(diào)通了效率曲線的形狀也完全符合理論預(yù)期。這個(gè)對(duì)比讓我徹底改變了做Doherty設(shè)計(jì)的工作方式。2. 用理想電流源仿真的底層邏輯不是在偷懶是在驗(yàn)證拓?fù)涔羌芎芏喙こ處熞宦?tīng)“理想電流源”就搖頭覺(jué)得這玩意兒離真實(shí)功放管太遠(yuǎn)仿了也白仿。我過(guò)去也是這個(gè)想法直到被真實(shí)模型的仿真效率教訓(xùn)了幾次才明白理想電流源仿真本來(lái)就不是為了預(yù)測(cè)最終性能它解決的是三個(gè)更底層的問(wèn)題。第一個(gè)是驗(yàn)證負(fù)載調(diào)制網(wǎng)絡(luò)LMN的阻抗變換關(guān)系。Doherty的一切都建立在電流源并聯(lián)后的負(fù)載調(diào)制理論之上理想電流源的輸出阻抗可以設(shè)為無(wú)窮大實(shí)際上設(shè)一個(gè)很大的并聯(lián)電阻這樣外部網(wǎng)絡(luò)看到的阻抗就完全由微帶線、特征阻抗和電長(zhǎng)度決定。你可以非常干凈地評(píng)估每一段λ/4線的工作狀態(tài)不會(huì)像真實(shí)管子那樣輸出電容、封裝寄生、非線性電導(dǎo)全都混在里面阻抗軌跡亂成一團(tuán)。第二個(gè)是驗(yàn)證效率回退曲線的“形狀”。理想電流源沒(méi)有膝點(diǎn)電壓、沒(méi)有寄生電容、沒(méi)有非線性所以仿真出來(lái)的效率曲線就是理論上的極限形態(tài)。如果連理論形態(tài)都不對(duì)那一定是拓?fù)浠蛘呦辔坏膯?wèn)題跟器件沒(méi)關(guān)系。反過(guò)來(lái)如果理論形態(tài)對(duì)了但真實(shí)器件仿真不對(duì)那就可以放心去器件模型里找原因。第三個(gè)是驗(yàn)證相位對(duì)齊邏輯。Doherty要求峰值放大器的輸出電流和載波放大器的輸出電流在合路點(diǎn)嚴(yán)格同相。理想電流源模型里每條支路的相位延退是顯式設(shè)定的你可以單獨(dú)驗(yàn)證每條支路從輸入端到合路點(diǎn)到底差了多少度然后在對(duì)應(yīng)支路補(bǔ)上延遲線。這個(gè)工作在理想模型里非常干凈。ADS里建理想電流源其實(shí)不復(fù)雜。我的做法是在原理圖里使用基本電流源元件配一個(gè)大的并聯(lián)電阻來(lái)模擬有限輸出阻抗再用VAR變量控制電流幅度。更精細(xì)一點(diǎn)的做法是直接用Verilog-A寫一個(gè)理想跨導(dǎo)模型輸入電壓超過(guò)閾值才開(kāi)始輸出電流這樣還能順帶模擬C類偏置的開(kāi)啟行為。但對(duì)于第一輪拓?fù)潋?yàn)證普通電流源加硬門限表達(dá)式就完全夠用。需要注意一個(gè)關(guān)鍵點(diǎn)真實(shí)功放管不是硬門限而是隨著輸入功率增加導(dǎo)通角逐漸變化。理想電流源模型里用if表達(dá)式做硬門限確實(shí)簡(jiǎn)化了很多但這不影響驗(yàn)證拓?fù)?。等到換成真實(shí)器件后峰值管的實(shí)際開(kāi)啟特性會(huì)自然呈現(xiàn)到時(shí)候再優(yōu)化偏置點(diǎn)就行。3. 三級(jí)Doherty在ADS里的完整搭建流程功分、合路、相位、偏置3.1 先把規(guī)格定下來(lái)回退12dB對(duì)應(yīng)的功率分配比動(dòng)手搭建之前先把設(shè)計(jì)目標(biāo)寫清楚。我這次的目標(biāo)是峰值輸出功率46dBm40W目標(biāo)回退深度12dB工作頻率3.5GHz供電電壓28V三級(jí)Doherty的回退范圍是由載波放大器在總功率中的占比決定的。12dB回退對(duì)應(yīng)的功率比是1/4也就是說(shuō)載波放大器的飽和功率應(yīng)該是總功率的四分之一。剩下的四分之三由兩路峰值放大器承擔(dān)。我選的比例是載波10W、峰值1也是10W、峰值2是20W總功率40W正好46dBm。功率分配比就是1:1:2。這個(gè)比例直接決定了輸入功分器的分光比。輸入側(cè)我用的是三路威爾金森功分器分光比和輸出功率比保持一致25%的輸入功率進(jìn)載波支路、25%進(jìn)峰值1支路、50%進(jìn)峰值2支路。這個(gè)分光比不能亂設(shè)因?yàn)槊恳宦贩逯捣糯笃鞯尿?qū)動(dòng)深度和它的功率貢獻(xiàn)是綁定的。分光比不對(duì)后面的負(fù)載調(diào)制過(guò)程就會(huì)失衡效率曲線會(huì)出現(xiàn)“駝峰錯(cuò)位”。3.2 輸出合路網(wǎng)絡(luò)的阻抗矩陣每段λ/4線怎么定輸出合路網(wǎng)絡(luò)是整個(gè)原理圖最核心、也最容易出錯(cuò)的地方。三級(jí)Doherty的輸出網(wǎng)絡(luò)可以看成兩級(jí)負(fù)載調(diào)制的級(jí)聯(lián)第一級(jí)是載波和峰值1的合路第二級(jí)是前兩路的合成結(jié)果再與峰值2的合路。具體到ADS里我用的是理想傳輸線TLines-Ideal和理想的λ/4線模型來(lái)搭建。每段線的特征阻抗Z0需要根據(jù)阻抗變換關(guān)系來(lái)定。基本公式是在四分之一波長(zhǎng)阻抗變換線中Z0等于源阻抗和目標(biāo)阻抗的幾何平均值也就是Z0 sqrt(Zin * Zout)。這個(gè)公式在微波工程里是基礎(chǔ)但真正搭建時(shí)不只要算一段而是要逐級(jí)倒推。我可以給一個(gè)參考的計(jì)算路徑。假設(shè)最終負(fù)載是50Ω第一級(jí)合路點(diǎn)后接的一段λ/4線把合路點(diǎn)阻抗變換到50Ω。如果合路點(diǎn)的等效負(fù)載阻抗為RL1那么這段線的Z0就是sqrt(50 * RL1)。RL1的選擇和峰值2的功率占比有關(guān)不能拍腦袋定。我的經(jīng)驗(yàn)是先用一個(gè)粗略值搭起來(lái)然后在ADS里把Z0設(shè)成變量掃描一遍看效率曲線哪個(gè)最平坦再回頭優(yōu)化。理想傳輸線仿真非?？鞉邘资畟€(gè)Z0組合也就是幾秒鐘的事完全沒(méi)必要一開(kāi)始就手工算到小數(shù)點(diǎn)后兩位。有一個(gè)設(shè)計(jì)細(xì)節(jié)特別重要每一級(jí)合路點(diǎn)上的等效阻抗會(huì)隨著功率回退狀態(tài)變化。在深度回退時(shí)峰值1和峰值2是關(guān)斷的它們的輸出端對(duì)地呈現(xiàn)高阻這時(shí)候載波支路看到的負(fù)載阻抗是經(jīng)過(guò)兩級(jí)λ/4線變換后的高阻抗。當(dāng)峰值1開(kāi)啟后它的電流開(kāi)始注入合路點(diǎn)載波支路的負(fù)載阻抗被調(diào)低。這個(gè)逐級(jí)調(diào)制的效果必須在理想電流源模型中用負(fù)載牽引軌跡來(lái)驗(yàn)證。3.3 輸入功分、峰值開(kāi)啟閾值與相位補(bǔ)償輸入側(cè)除了功分器還有兩個(gè)關(guān)鍵點(diǎn)峰值放大器的開(kāi)啟閾值和相位補(bǔ)償。峰值放大器的開(kāi)啟閾值用理想電流源的表達(dá)式來(lái)實(shí)現(xiàn)。載波支路的電流源從一開(kāi)始就工作模擬AB類偏置峰值1的電流源設(shè)置為輸入功率超過(guò)某個(gè)閾值后才開(kāi)始輸出峰值2的閾值設(shè)得更高。用ADS的VAR和受控源表達(dá)式可以輕松實(shí)現(xiàn)I_carrier gm * Vin; I_peak1 gm * max(0, Vin - Vth1); I_peak2 gm * max(0, Vin - Vth2);這里Vth1和Vth2就是峰值放大器的開(kāi)啟閾值單位可以理解為等效輸入電壓門限。Vth1對(duì)應(yīng)回退6dB時(shí)的開(kāi)啟Vth2對(duì)應(yīng)接近飽和時(shí)的開(kāi)啟。這個(gè)硬門限模型非?！氨┝Α钡『媚茏屚?fù)潋?yàn)證變得極其清晰因?yàn)槊恳患?jí)什么時(shí)候介入工作是你直接控制的不會(huì)像真實(shí)管子那樣拖泥帶水。相位補(bǔ)償是另一個(gè)容易翻車的地方。三級(jí)Doherty里載波支路經(jīng)歷了最多的λ/4線電長(zhǎng)度最長(zhǎng)。峰值1支路和峰值2支路的電長(zhǎng)度相對(duì)短。如果不加補(bǔ)償三路電流在合路點(diǎn)相位不一致合成效率會(huì)下降得非常明顯。我的做法是在原理圖的每個(gè)支路輸入端加入可調(diào)時(shí)間延遲元件TD初始值全部設(shè)為0。然后單獨(dú)仿真每一支路在合路點(diǎn)測(cè)量該支路輸出電流的相位。以載波支路為基準(zhǔn)把峰值1和峰值2的TD設(shè)為讓它們相位和載波一致的值。因?yàn)檎麄€(gè)過(guò)程是線性的理想電流源這個(gè)對(duì)準(zhǔn)是一次性的不需要反復(fù)迭代。3.4 直流功耗建模與效率計(jì)算方式很多人在這一步犯迷糊。理想電流源模型里交流輸出功率很容易測(cè)但效率必須知道每條支路的直流功耗。如果直接用ADS自帶的PAE公式它默認(rèn)使用的是模型內(nèi)部的直流功耗而理想電流源往往沒(méi)有定義這個(gè)算出來(lái)的效率會(huì)離譜。我的做法是每個(gè)支路邊掛一個(gè)直流電流源模擬該級(jí)的漏極靜態(tài)電流和動(dòng)態(tài)電流然后在輸出方程里手動(dòng)計(jì)算總效率Pout_total Pout_carrier Pout_peak1 Pout_peak2 Pdc_total Vdc * (Idc_carrier Idc_peak1 Idc_peak2) Efficiency Pout_total / Pdc_total這個(gè)計(jì)算方式并不能精確表示真實(shí)功放管的效率特性因?yàn)檎鎸?shí)管子的漏極效率還受導(dǎo)通角、諧波終端等影響但對(duì)拓?fù)潋?yàn)證足夠了。它能告訴你在某個(gè)回退點(diǎn)理論上效率應(yīng)該能達(dá)到什么水平。如果差得遠(yuǎn)肯定是網(wǎng)絡(luò)的問(wèn)題。4. 仿真結(jié)果判讀效率曲線、負(fù)載調(diào)制軌跡和相位檢查4.1 理想的效率回退曲線長(zhǎng)什么樣搭建完成后設(shè)置諧波平衡仿真掃描輸入功率從5dBm到35dBm畫出效率隨回退量的曲線。一個(gè)正確的三級(jí)Doherty效率曲線應(yīng)該有明顯的三段結(jié)構(gòu)深度回退區(qū)回退12dB附近只有載波工作效率隨輸出功率增大而上升在12dB回退處出現(xiàn)第一個(gè)效率峰。中回退區(qū)回退6dB附近峰值1開(kāi)始導(dǎo)通載波負(fù)載被調(diào)制降低效率繼續(xù)爬升在6dB回退處出現(xiàn)第二個(gè)效率峰。低回退區(qū)和飽和區(qū)回退0~6dB峰值2介入所有支路一起工作效率在飽和點(diǎn)附近達(dá)到最高。如果你掃出來(lái)的曲線和這個(gè)三段結(jié)構(gòu)對(duì)不上那問(wèn)題基本不在器件而在網(wǎng)絡(luò)或相位。這是理想電流源仿真最直觀的價(jià)值。我第一次搭出來(lái)的時(shí)候效率曲線在中回退區(qū)直接掉了一個(gè)大坑后來(lái)檢查發(fā)現(xiàn)是峰值1的開(kāi)啟閾值設(shè)得太晚它介入的時(shí)候載波已經(jīng)被調(diào)制過(guò)度了兩路電流在合路點(diǎn)沒(méi)有形成有效的負(fù)載調(diào)制。把Vth1調(diào)低0.5V之后曲線形狀立刻恢復(fù)正常。4.2 直接觀察負(fù)載調(diào)制這是理想模型的最大紅利諧波平衡仿真可以輸出任何節(jié)點(diǎn)的基波阻抗。在ADS里你可以在載波輸出端口加上一個(gè)阻抗探針掃描功率后看基波阻抗軌跡的變化。理想電流源模型下這個(gè)軌跡非常干凈深度回退時(shí)載波看到的阻抗大約是2倍Ropt隨著功率增加、峰值管介入阻抗逐漸向Ropt靠攏飽和時(shí)阻抗等于設(shè)計(jì)的目標(biāo)Ropt。這個(gè)阻抗軌跡就是后續(xù)做真實(shí)器件Load-Pull仿真的起點(diǎn)。真實(shí)管子的輸出阻抗會(huì)隨偏置和功率變化但理想模型給了一個(gè)最理想的參考方向。你拿著這條軌跡去選管子和設(shè)計(jì)匹配網(wǎng)絡(luò)要比憑空開(kāi)始快非常多。這里我特別推薦多用用LSSP大信號(hào)S參數(shù)仿真。在理想電流源模型里L(fēng)SSP可以得到S21隨功率的變化直接反映各支路之間的耦合和相位關(guān)系。我在調(diào)試過(guò)程中發(fā)現(xiàn)當(dāng)某一路峰值管的相位沒(méi)對(duì)齊時(shí)S21曲線會(huì)在對(duì)應(yīng)回退點(diǎn)附近出現(xiàn)明顯的波動(dòng)。這個(gè)波動(dòng)比看效率曲線更明顯定位問(wèn)題更快。4.3 三支路相位對(duì)齊的檢查與微調(diào)效率曲線對(duì)了、負(fù)載調(diào)制軌跡也對(duì)了一半但相位是否完全對(duì)齊還需要單獨(dú)驗(yàn)證。我的做法是在合路點(diǎn)分別放置三個(gè)支路的電流探針在幾個(gè)關(guān)鍵功率點(diǎn)12dB回退、6dB回退、飽和點(diǎn)查看基波電流的相位。理想情況下三路電流的相位差應(yīng)該在0°附近。如果偏差超過(guò)±5°就需要微調(diào)對(duì)應(yīng)支路的TD參數(shù)。ADS里可以直接在數(shù)據(jù)顯示窗口中用相位函數(shù)計(jì)算phase_carrier phase(ICarrier[1]) phase_peak1 phase(IPeak1[1]) phase_peak2 phase(IPeak2[1])然后以載波為參考算出峰值1和峰值2的相位差。這樣調(diào)起來(lái)非?？鞉咭淮喂β庶c(diǎn)改一次TD再掃一次兩三輪就能對(duì)齊。但我要強(qiáng)調(diào)一點(diǎn)在理想電流源階段不要把相位調(diào)到絕對(duì)完美的程度。留±5°的余量就夠了因?yàn)檎鎸?shí)晶體管會(huì)有輸入輸出電容和封裝寄生帶來(lái)的額外相移到時(shí)候還要重新調(diào)。如果理想模型就把相位調(diào)得太死反而給后續(xù)預(yù)留的調(diào)整空間太少。5. 我踩過(guò)的坑理想電流源仿真的收斂與失真問(wèn)題5.1 HB仿真不收斂即使是理想電流源我在實(shí)際仿真中也遇到過(guò)幾次不收斂。最常見(jiàn)的原因是電流源的并聯(lián)電阻設(shè)得太大導(dǎo)致節(jié)點(diǎn)阻抗過(guò)接近開(kāi)路HB的牛頓迭代初始值選不到一個(gè)合理的解。解決辦法很簡(jiǎn)單給電流源并聯(lián)一個(gè)小電導(dǎo)比如100kΩ的電阻這樣既不影響網(wǎng)絡(luò)特性又能幫仿真器穩(wěn)定收斂。另一個(gè)比較隱蔽的原因是功率掃描范圍設(shè)置太寬。HB在低功率和高功率下的初始解差異非常大如果掃描點(diǎn)太少、跨度太大中間某個(gè)點(diǎn)可能直接發(fā)散。我后來(lái)習(xí)慣用分段掃描先在幾個(gè)關(guān)鍵功率點(diǎn)單獨(dú)仿真確認(rèn)沒(méi)問(wèn)題再用Sweep Plan從低到高慢慢掃。如果還是不收斂把控制器的MaxIterations調(diào)大到500ErrorTolerance放寬到1e-6一般都能解決。理想電流源模型歸根結(jié)底是準(zhǔn)線性系統(tǒng)HB不收斂多半是數(shù)值設(shè)置問(wèn)題沒(méi)有真正的物理原因。5.2 并聯(lián)電阻、隔直、扼流圈那些容易被忽略的細(xì)節(jié)理想電流源模型里支路的直流偏置點(diǎn)很容易被忽略。如果你真的只掛了一個(gè)交流電流源沒(méi)有隔直電容和射頻扼流圈HB仿真里節(jié)點(diǎn)電壓會(huì)被直流電平污染導(dǎo)致效率計(jì)算完全錯(cuò)誤。我的做法是每個(gè)支路的輸出端串聯(lián)一個(gè)大電容比如100pF隔直在偏置端用大電感比如10uH作為射頻扼流圈。雖然理想電流源模型不關(guān)心這些元件的實(shí)際損耗但它們?cè)诜抡嬷衅鸬搅烁綦x直流和交流的作用讓模型的行為更接近真實(shí)電路結(jié)構(gòu)。還有一個(gè)細(xì)節(jié)是并聯(lián)電阻大小的選擇。理想電流源的并聯(lián)電阻如果設(shè)得太小比如100Ω它就會(huì)實(shí)實(shí)在在分流導(dǎo)致負(fù)載調(diào)制效果變差效率曲線在回退區(qū)整體偏低。我試過(guò)從1kΩ到100kΩ發(fā)現(xiàn)100kΩ是比較好的折中既能幫助收斂又不影響電路行為。你可以在自己的設(shè)計(jì)里做一個(gè)參數(shù)掃描看看這個(gè)電阻值對(duì)效率曲線的影響確認(rèn)它在某一個(gè)范圍之外進(jìn)入平穩(wěn)區(qū)。5.3 各支路貢獻(xiàn)的調(diào)試思路如果效率曲線形狀不對(duì)一個(gè)非常有效的調(diào)試手段是分別“斷掉”某一路峰值放大器。在ADS里把某一支路的電流源幅度設(shè)為0重跑一遍仿真。這樣你可以看到只保留載波效率曲線應(yīng)該是一條隨輸出功率單調(diào)上升的曲線沒(méi)有明顯的雙峰。載波峰值1效率曲線應(yīng)該出現(xiàn)第一個(gè)效率峰在峰值1的開(kāi)啟點(diǎn)附近形狀類似兩級(jí)Doherty。三路全開(kāi)效率曲線出現(xiàn)兩個(gè)效率峰。如果某一路加上去之后效率曲線沒(méi)有按預(yù)期變化那問(wèn)題就鎖定在這一路的相位、開(kāi)啟閾值或者輸入功分比上。這個(gè)思路在理想電流源模型里執(zhí)行起來(lái)極其簡(jiǎn)單因?yàn)榍袛嘁宦分恍枰囊粋€(gè)變量。但在真實(shí)晶體管模型里你得改偏置、改匹配、還要處理斷開(kāi)后的閑置阻抗費(fèi)時(shí)費(fèi)力得多。我在調(diào)試峰值2支路的時(shí)候就靠這個(gè)方法發(fā)現(xiàn)了一個(gè)問(wèn)題峰值2的輸入功分比雖然設(shè)成了50%但它的輸出合路段的特征阻抗算錯(cuò)了導(dǎo)致電流注入合路點(diǎn)時(shí)對(duì)前面的負(fù)載調(diào)制幾乎沒(méi)有貢獻(xiàn)。效率曲線在最后6dB回退區(qū)一直上不去。把那段λ/4線的Z0從75Ω改成60Ω之后效率立刻在飽和點(diǎn)附近提升了好幾個(gè)百分點(diǎn)。6. 從理想電流源過(guò)渡到真實(shí)晶體管先換哪一路、后換哪一路當(dāng)你用理想電流源模型得到了滿意的效率曲線和負(fù)載調(diào)制軌跡接下來(lái)才進(jìn)入真正的“硬核”階段把理想電流源逐個(gè)替換成真實(shí)晶體管模型。這一步如果操作不當(dāng)很容易把前面建立的優(yōu)勢(shì)全部丟掉。我的建議是分階段替換而不是一次性全家桶。第一階段只替換載波管。峰值1和峰值2仍然用理想電流源。這樣可以單獨(dú)驗(yàn)證真實(shí)載波管在負(fù)載調(diào)制下的行為包括它的增益壓縮、相移、以及在不同回退深度下的輸出匹配是否合理。替換后你會(huì)發(fā)現(xiàn)效率曲線在深度回退區(qū)可能會(huì)掉一點(diǎn)這是正常的因?yàn)檎鎸?shí)管子的膝點(diǎn)電壓和寄生參數(shù)會(huì)造成額外損耗。你要關(guān)注的是曲線“形狀”是否還保持良好而不是絕對(duì)效率。第二階段替換峰值1。此時(shí)峰值2仍是理想電流源。峰值1的輸入驅(qū)動(dòng)、開(kāi)啟閾值和偏置點(diǎn)需要重新優(yōu)化。真實(shí)C類管的導(dǎo)通角會(huì)隨驅(qū)動(dòng)電平變化這使得峰值1的實(shí)際開(kāi)啟過(guò)程比理想模型“軟”得多。這個(gè)階段的目標(biāo)是讓6dB回退點(diǎn)的效率峰重新顯現(xiàn)。第三階段全部替換。最后加入峰值2這時(shí)整個(gè)系統(tǒng)最復(fù)雜所有支路的相位都需要重新微調(diào)。真實(shí)晶體管的輸入輸出電容會(huì)引入額外的相位延遲而且這個(gè)延遲會(huì)隨偏置和功率變化不再像理想模型那樣恒定。所以你需要回到第4.3節(jié)的相位檢查流程重新做一輪對(duì)齊。替換過(guò)程中有個(gè)非常有用的做法把理想電流源模型的仿真結(jié)果效率曲線、負(fù)載調(diào)制軌跡保存在同一個(gè)數(shù)據(jù)顯示窗口里作為每一步替換的對(duì)照基線。每次替換一支路后把當(dāng)前仿真結(jié)果和基線疊加對(duì)比偏差有多大、出現(xiàn)在哪個(gè)回退區(qū)一目了然。這種對(duì)比能讓你快速判斷是器件模型的問(wèn)題還是網(wǎng)絡(luò)參數(shù)需要再微調(diào)。最后說(shuō)一點(diǎn)個(gè)人體會(huì)。許多剛接觸Doherty的工程師容易陷入一個(gè)誤區(qū)覺(jué)得仿真必須一開(kāi)始就“真實(shí)”真實(shí)模型跑出來(lái)的結(jié)果才可信。但在這個(gè)項(xiàng)目里真實(shí)模型第一次仿真跑了40多分鐘結(jié)果曲線卻亂成一團(tuán)完全無(wú)法判斷是工藝庫(kù)的問(wèn)題、匹配的問(wèn)題還是拓?fù)涞膯?wèn)題。換成理想電流源之后40分鐘變成40秒半天時(shí)間就完成了拓?fù)浜拖辔坏氖諗?。之后再回到真?shí)模型每一步替換都有清晰的對(duì)照基線整體推進(jìn)反而更快。所以我的建議是不管你是做兩級(jí)還是三級(jí)Doherty如果確定要追求高回退先把網(wǎng)絡(luò)用理想電流源搭明白。這一步不是偷懶而是把所有變量中理論最明確的部分先固化住把注意力集中在網(wǎng)絡(luò)、相位和負(fù)載調(diào)制這些最關(guān)鍵、也最容易出錯(cuò)的地方。等到這些都沒(méi)有疑問(wèn)了再讓真實(shí)晶體管粉墨登場(chǎng)你會(huì)發(fā)現(xiàn)問(wèn)題解決的路徑清晰得多。本文還有配套的精品資源點(diǎn)擊獲取